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用對數放大器實現射頻功率控製
來源:黄瓜视频app下载官方污科技   發布時間:2012-08-20  瀏覽數:2606    【收藏本頁】

幾乎所有的射頻發射機都含有測量和控製發射功率的電路。係統需求多種多樣。功率控製電路可能是一個簡單的低動態範圍二極管檢測器,它的目的用來檢測諸如天線故障導致電壓駐波比突然增大等突發事件。既然如此,隻需要粗略測量反射功率。然而,對於一個功率在大動態範圍內變化的係統來說(比如GSM基站發射機),這些設備則要求射頻檢測器測量的誤差小於±1dB,輸入功率範圍至少60dB。本文將探討控製射頻功率的多種方法,並且主要介紹對數射頻功率檢測。

  功率測量要求

  大多數嚴格的射頻發射標準均要求發射功率不超過期望值的±1dB或±2dB。比如GSM係統,一個47dBm發射機(50W)滿功率發射時傳送的功率值在45dBm~49dBm之間(極端情況下為44.5dBm ~ 49.5dBm之間)。

  測量與控製功率的選擇

  圖1示出一些通常使用的體係結構選擇,它用於測量和控製發射功率。圖1示出閉環模擬控製環路。從功率放大器到天線的輸出功率以定向耦合的方式引入。定向耦合器的耦合因數典型值在10dB~30dB範圍。為了減少檢測器檢測到的功率,通常要增加一些附加的衰減。這樣測量所得的結果與設置點電壓比較,其差值驅

  動積分器(通常是稱其為誤差放大器)。

  

 

  當功率放大器的輸出功率與設置點電壓相符合時,放大器輸出誤差將不再升高或降低。應當注意,誤差放大器不必再驅動放大器的偏置控製。若放大器具有固定增益,並且誤差放大器用於控製中頻可變增益放大器,那麽係統將有效的工作。

  上述功率控製方法(黄瓜视频app下载官方污指的是從檢測器的角度作為控製器模式)在需要快速控製功率的應用中是非常有用的。最普通的例子莫過於時分多址(TDMA)係統,比如GSM(全球移動通訊係統),PDC(個人數字蜂窩)或PHS(個人手持電話係統)。在這些場合,功率以精確的同步短脈衝串方式發射出去。這種快速“本地”控製隻能允許功率有一點上升或下降的變化。如果用對數檢測器,功率則可控製在很大的動態範圍內(典型值為40 dB~60dB)。

  圖1b示出檢測器輸出經過數字化後的功率控製環路。DSP中的軟件或微控製器根據測量結果決定輸出功率,然後用模數轉換器調整輸出功率。這種設計沒有考慮前麵所說的快速控製。其結果是,在持續功率發射的場合,這種設計比較有效,CDMA、WCDMA和TD-SCDMA蜂窩係統就是很好的例子。數字化控製考慮到了附加在環路上的額外校準。比如,功率檢測器的特性漂移,尤其是溫度漂移(具有良好的可重複性)。如果係統含有溫度傳感器,則可實現補償算法。

  圖1c示出含有輔助接收器的發射機,即發射的信號經過采樣和混頻變為基帶信號。輔助接收器的使用在高功率放大器的線性方案中是很普遍的,例如,前饋和給發射頻譜特性算法提供反饋的數字預矯正。在這種設備中,發射功率的測量變得非常容易。隻要接收器的增益不再隨溫度和頻率變化而發生較大的變化,功率的測量就會非常準確。

  圖1d示出交替功率控製結構,它用於某些手持設備。這種結構假設發射功率根據接收功率來決定。例如,接收功率減少,那麽發射功率將增加。這是一個慢速並且不怎麽精確的係統。然而,它是一種在鏈接開始時設置功率非常有用的方法。

  通常,當功率放大器達到或接近滿功率時,射頻功率測量的精度非常關鍵。這也是人們所期望的。比如,100W(50dBm)發射機中,功率測量產生電壓為-1dB的誤差將導致發射功率變為51dBm(126W)。這就迫使功率放大器能夠超出上限的25%才可確保安全工作(要達到這個要求,需要功率放大器有更大體積,成本也會很高)。然而在低功率值上,輸出功率的公差僅需要限製在標準值以內即可(該差值在低功率時往往非常不精確)。

  上述應用中,輸出功率檢測器的溫度穩定性致關重要。通常,采用二極管來實現溫度穩定性。二級管檢測器在超過一定功率後會有較好的溫度穩定特性(通常輸入功率在+15dBm範圍內具有良好的性能),但這樣它的動態範圍有限(20dB~30dB),並且檢測器在低功率時有性能有嚴重的漂移。

  采用對數放大器的功率檢測器

  當係統需要測量和控製功率時,解調對數放大器越來越成為一種普遍的選擇。圖2示出AD8318在2.2GHz時的傳遞函數,它是美國模擬器件公司一種新的對數放大器,頻譜從1MHz~8GHz。圖中示出了輸出電壓與輸入功率的兩條曲線,以及輸入功率和校準誤差。

  當輸入功率從-65dBm~0dBm變化時,輸出電壓從2V變化至0.5V。

  

 

  線性與誤差的計算

  即使檢測器在出廠前經過校準,為了達到對數檢測器規定的精度,仍然需要對其進行校準。再看圖1,黄瓜视频app下载官方污會發現有很多信號的不確定性影響著對數放大器。信號跟蹤的丟失、定向耦合器耦合因素中局部之間的變化性及衰減器很容易產生1dB或更多的不確定性。

  

 

  推薦的校準方法是設置功率放大器輸出為兩個或兩個以上接近的值,並且測量從檢測器輸出的電壓。

  在線性工作範圍內,對數放大器的輸出可用下麵的公式近似求出。

  VOUT=SLOPE×(SLOPE-INTERCEPT) (1)

  SLOPE(斜率)是輸出電壓相對於輸入功率的變化量(單位為mV/dB)。INTERCEPT(截距)是外推的線性傳遞函數與X軸的交點(單位為dBm或dBV)。

  通常,用兩個不同功率的信號(一個在輸入範圍的頂端,另一個在底端)和測量相應的檢測器輸出電壓來完成對數放大器的校準。斜率和截距可用下麵的公式計算:

  SLOPE=(VOUT1-VOUT2)/(PIN1-PIN2) (2)

  INTERCEPT= PIN1-VOUT1/SLOP (3)

  一旦計算出斜率和截距,就可由檢測器的輸出電壓通過下麵的公式計算出輸入功率。

  PIN(未知數)=VOUT(測量值)/SLPOE+INTERCEPT (4)

  參照輸出電壓的理想公式(公式1),可求出已測數據的對數一致性誤差:

  Error(dB)=(VOUTMEASURED-VOUTI

  DEAL)/SLOPE

  圖2 包含溫度在25℃時的誤差曲線,對數放大器會在這個溫度下進行校準。注意此時誤差並不為零。這是因為對數放大器理的輸入輸出關係特性並不完全遵循理想的輸出電壓與輸入功率公式。甚至在其工作範圍內也是如此。然而,在校準點的誤差(圖中的-12dBm和-52dBm)將依然定義為0。

  圖2還包括在-40℃和+85℃時的輸出電壓誤差曲線。這些誤差曲線是用25℃時的斜率和截距來計算的。這種方法與大規模生產條件時相同。

  選擇校準點

  圖3示出同圖2一樣的測量數據。但應當注意,誤差函數在低功率值時降低了。當校準點變化時,這些誤差函數的形狀也將改變。在圖3中,校準點為-10dBm和-30dBm。同前麵的例子一樣,在25℃時,校準點處的誤差為0dB。在校準點附近,溫度誤差非常小。然而,在-30dBm ~ -60dBm範圍內,誤差較大。這種校準可用於滿功率或接近滿功率時對精度要求嚴格的發射機。通常校準點應當選在期望的最高精度範圍內。

  因此,校準點應當根據應用場合來選擇。通常考慮,校準點不應當選在對數放大器傳遞函數線性部分之外(即高於-5dBm或低於-55dBm)。

  圖4示出另一種呈現對數放大檢測器誤差函數的方法。這裏計算了相關環境下輸出電壓在高溫和低溫時的分貝誤差。這是一個重要的區別。到目前為止,黄瓜视频app下载官方污已經畫出了在環境溫度下有關理想傳遞函數的誤差。當黄瓜视频app下载官方污使用這種選擇性技術時,環境溫度誤差通過人為定義來使其為0(見圖4)。若對數放大器的傳遞函數與理想公式:輸出電壓=斜率×(輸入功率-截距)完美吻合時,這種方法是非常有效的。然而,由於實際的對數放大器不可能與公式完全吻合,尤其是在線性工作範圍以外,那麽這個誤差曲線還是能夠有助於人工改善對數放大器線性特性,擴展其動態範圍。若想在一個特殊的功率值上消除環境溫度下(非理想)輸出電壓的溫度漂移,圖4是非常有用的一個工具。

  

 

  基於多個器件的考慮

  到目前為止,黄瓜视频app下载官方污一直著眼於單個的器件。這些圖說明了器件的典型性能是可以測試出來的。然而,在大規模生產條件下,黄瓜视频app下载官方污必須考慮到最壞情形下的產品性能。為了作到這一點,查閱器件的傳遞函數和誤差曲線是非常有必要的。

  圖5示出5.8GHz時多個AD8318的輸出電壓曲線和誤差,其中黑色曲線集表示多個器件在25℃時的性能(每個器件的斜率和截距已經計算出來)。紅色和藍色誤差曲線集表示其它溫度時大量器件具有的規律性的工作情況。該圖暗示了器件之間的溫度漂移大約為1.2dB。應當注意,最大誤差出現在-40℃。如果工作溫度限製在-10℃或者-20℃,溫度漂移特性會更好。

  

 

  AD8318還包括外部調整溫度漂移的能力。通過TADJ引腳對地連接一個電阻器,以改變內部電流,該電流用來穩定AD8318隨溫度變化漂移的截距。這就要求工作在不同頻率選擇適當的TADJ電阻器阻值。雖然可以為每一個器件選擇不同的TADJ電阻器,但要為每個對數放大器測量其溫度漂移特性並不現實。實際上,圖5提供的多個器件的信息可以用來選擇全部漂移所需的TADJ電阻值。

  響應時間

  黄瓜视频app下载官方污已經注意到,在時分多路應用中,射頻檢測器必須快速響應輸入端大信號的變化。在控製器模式應用中(圖1a),檢測器必須有足夠快的響應時間以便控製環路的主極點能夠通過積分器的電容來調節。

  圖6示出AD8318對短射頻脈衝群的脈衝響應曲線。由於對數放大器的斜率為負,所以在90%至10%下降時間的脈衝群出現之後輸出下降時間為11.4ns。這個響應時間足以勝任幾乎所有的功率測量應用。極快的響應時間也提供了諸如雷達接收機檢測和幅移鍵控檢測等更多應用的可能性。

  

 

  應當注意,檢測器輸出響應的紋波,其頻率是輸出頻率的兩倍,它是對數變換一個副產品。由於對數放大器具有很高的視頻帶寬,所以當輸入信號頻率較低時會便會出現紋波。這些紋波很容易用低通濾波器消除,但這將導致響應時間增大。當輸入頻率較高時(>100MHz),對數放大器的內部視頻帶寬足夠消除全部紋波。

  結論

  頻率高達8GHz的對數放大檢測器正在替代很多傳統的二極管檢測器。溫度穩定性遠優於±1dB,並且具有很大的動態範圍,響應時間足夠用於雷達與頻移鍵控(ASK)等檢測應用。